Rácskötés -inverter: 10 lépés (képekkel)

2024 Szerző: John Day | [email protected]. Utoljára módosítva: 2024-01-30 09:40

Ez egy húsos projekt, ezért csatolj!

A rácskötéses inverterek lehetővé teszik az áramellátást egy hálózati aljzatba, ami fantasztikus képesség. Érdekesnek találom a teljesítményelektronikát és a vezérlőrendszereket, amelyek a tervezésükben szerepelnek, ezért sajátot építettem. Ez a jelentés megosztja a tanultakat, és dokumentálja, hogyan csináltam a dolgokat. Kíváncsi lennék bármilyen észrevételedre (kivéve azokat, amelyek nem szólnak a hálózati áramról).

Minden koncepció skálázható, de ennek a beállításnak a maximális teljesítménye 40 watt volt, mielőtt a szűrőinduktorok telítődni kezdtek. A kimeneti áram szinuszos volt, THD <5%.

Nézze meg a szoftvert a GitHub -on

Kellékek

• Az STM32F407 fejlesztőlapot használtam. 168 MHz-en működik, és 3 beépített ADC-vel rendelkezik, amelyek képesek 12 bites felbontásra, több mint 2,4 msps (millió minta másodpercenként) sebességgel. Ez őrültség!
• A DRV8301 fejlesztőlapot használtam. Itt található a 60 V-os H-híd, a szükséges kapu meghajtókkal, áram-söntökkel és áram-sönt-erősítőkkel. Szuper szép!
• 230-25V toroid transzformátort használtam, 2 kimeneti csappal. Ez azt jelentette, hogy nem kellett közvetlenül hálózati feszültséget előállítanom, hanem helyette 40 voltos csúcsfeszültséggel tudtam dolgozni. Sokkal biztonságosabb!
• Rengeteg induktivitást és kondenzátort kötöttem össze, hogy megkapjam a szűrő kívánt L és C értékeit.
• Az oszcilloszkóp és a differenciál szonda kulcsfontosságú egy ilyen projektnél. Van egy Pikoszkópom

1. lépés: Mi a hálózati áram?

A hálózati aljzaton (az Egyesült Királyságban) 50 Hz -es 230 V RMS szinuszos jelet kap, nagyon alacsony impedanciával. Erről néhány mondanivaló:

50 Hz - A hálózati frekvencia nagyon pontosan 50 Hz -en van fenntartva. Enyhén változik, de az esetek 90% -ában 49,9-50,1 Hz között van. Lásd itt. El lehet képzelni, hogy az ország hatalmas és magas erőművei generátoronként egyszerre forognak. Szinkronban forognak, és 50 Hz -es szinuszos jelet termelnek számunkra. Kombinált masszív forgási tehetetlenségük időbe telik, hogy lelassuljanak vagy felgyorsuljanak.

Elméletileg, ha HATALMAS terhelést csatolnak a hálózathoz, akkor lassítani kezdi az ország generátorait. Válaszul azonban a srácok a National Grid vezérlőirodájában arra kérik az erőműveket, hogy szereljék fel kazánjaikat, forgassák fel a hőt, és erősebben kényszerítsék ezeket a generátorokat, hogy lépést tartsanak a kereslettel. Így a kereslet és a kínálat folyamatos táncban van egymással.

Még egy mondanivaló az 50 Hz -es jelről. Bár nagyon kismértékben változik 50 Hz körül, a srácok felfelé ügyelnek arra, hogy a napi átlagos frekvencia pontosan 50 Hz legyen. Tehát ha a rács 10 percig 49,95 Hz -en áll, akkor biztosítják, hogy később 50,05 Hz -en fog futni, hogy a pontos ciklusszám 50 Hz x 60 másodperc x 60 perc x 24 óra = 4, 320 000/nap legyen. Ezt pontosan a Nemzetközi Atomidő segítségével teszik. A háztartási, irodai és ipari készülékek ezért használhatják a hálózati frekvenciát az idő megtartása érdekében. Ez általában mechanikus foglalat -időzítőkkel történik.

230 V - Ez az 50 Hz -es jel RMS (Root Mean Square) feszültsége. A tényleges jel 325 V -os csúcsra ingadozik. Ezt fontos tudni, mert ha invertert épít, ilyen magas feszültséget kell termelnie, ha bármilyen áramot fog áramlani a dugókba.

Valójában a házban lévő csatlakozónál tapasztalt feszültség meglehetősen változó. Ennek oka a vezetékek, csatlakozók, biztosítékok, transzformátorok stb. Ellenállásának feszültségcsökkenése. Mindenhol ellenállás van. Ha bekapcsol egy elektromos zuhanyzót, amely 11 kilowattot (ez ~ 50Amp) húz, akkor még 0,2 ohm ellenállás is 10 volttal csökken. Láthatja, hogy a fények ilyen halványan halványulnak. A nagy motorok, mint például a vízköpők, hatalmas áramokat húznak, miközben a motor felgyorsul. Tehát gyakran látszik a fények enyhe villogása, amikor bekapcsolja őket.

A lényeg az, hogy a hálózati feszültség sokkal változékonyabb. Itt az Egyesült Királyságban 230V-nak kell lennie, +10%/-6% tűréssel. Hirtelen változásokra és ingadozásokra számíthat, amikor a közelben lévő nagy terhelések be- és kikapcsolnak. Gondoljon szárítógépekre, vízforralókra, sütőkre, vízmosókra stb.

Szinuszos - A jelnek szép tiszta szinuszhullámnak kell lennie, de a valóságban egyes nemlineáris készülékek a szinuszhullám -ciklus bizonyos pontjairól szívják el az energiájukat. Ez torzítást eredményez, és ezért a jel nem tökéletes szinuszhullám. A nemlineáris terhelések jellemzően számítógépes tápegységeket, fénycsöveket, töltőket, TV -ket stb.

A teljes harmonikus torzítás (THD) ezt számszerűsíti a hullámformában. Vannak előírások arra vonatkozóan, hogy az inverter kimenetének milyen tisztának kell lennie. Ha nem képes elég tiszta jelet produkálni, akkor nem lesz jóváhagyva eladásra. Ez azért fontos, mert a rács harmonikus tartalma csökkenti a hozzá csatlakoztatott egyes eszközök (különösen a páratlan harmonikusok) hatékonyságát. Szerintem a megengedett THD 8%

Alacsony impedancia - Ha rácshálózati inverterre gondol, ezt fontos figyelembe venni. A hálózathoz mindenféle terhelés kapcsolódik, beleértve az induktív, ellenálló és esetenként kapacitív terheléseket. Tehát az impedancia ismeretlen és változtatható. Az ellenállás nagyon kicsi, ha nagy áramterhelést csatlakoztat, a feszültség egyáltalán nem csökken.

2. lépés: Az áramellátás behelyezése a hálózatba

Ahhoz, hogy áramot juttassunk a hálózatba, olyan jelet kell szintetizálnunk, amely pontosan megfelel a hálózat frekvenciájának és fázisának, de valamivel magasabb feszültséggel.

A rács alacsony ellenállása miatt nehéz pontosan tudni, hogy mennyivel magasabb ez a feszültség. És ahogy az RMS feszültség ingadozik, biztosítanunk kell, hogy ingadozunk vele. Csak a hálózati feszültségnél valamivel magasabb, rögzített 50 Hz -es feszültségjel előállítása nem fog működni!

PI A kimeneti áram szabályozása

Szükségünk van egy vezérlőhurokra, amellyel megmérjük a pillanatnyi áramot, amelyet a hálózatba nyomunk, és automatikusan beállítjuk a kimeneti feszültséget a kívánt áramerősség eléréséhez. Ez hatékonyan átalakítja a kimenetünket áramforrássá (nem pedig feszültségforrássá), amely alkalmasabb az alacsony impedanciák meghajtására. Ezt egy PI (arányos integrált) vezérlőhurok használatával érhetjük el:

A PI vezérlő hurkok fantasztikusak! 3 részük van:

• A mért érték - az áram, amelyet a hálózatba vezetünk
• Az alapjel - Az áram, amelyet be akarunk nyomni a hálózatba
• A kimenet - A generálandó jelfeszültség

Minden alkalommal, amikor meghívjuk a PID algoritmust, átadjuk a legújabb árammérést és a kívánt alapértéket. Egy tetszőleges számot ad vissza (arányos a generálandó kimeneti feszültséggel).

A PID vezérlő algoritmusunk lehetővé teszi, hogy bármely pillanatban kiválaszthassuk a kívánt kimeneti áramot. Az 50 Hz -es szinuszos kimeneti áram előállításához folyamatosan változtatni kell a kért áramot szinuszos módon.

A PID algoritmust minden 100us -ban hívják meg (50 Hz -es ciklusonként 200 -szor). Minden alkalommal, amikor hívják, képes közvetlenül beállítani a kimeneti feszültséget, és így közvetve beállítani a kimeneti áramot. Ennek eredményeként a képen láthatóhoz hasonló lépcsőzetes áramkimenetet állítunk elő, minden lépés 100us -onként. Ez elegendő felbontást biztosít.

Előre irányítás

Jelentősen csökkenthetjük a PI vezérlő munkaterhelését, ha hozzáadunk egy előremenő vezérlőt is. Ez könnyű! Tudjuk a hozzávetőleges kimeneti feszültséget, amelyet elő kell állítanunk (megegyezik a pillanatnyi hálózati feszültséggel). A PI vezérlő ezután hagyható, hogy hozzáadja a kimeneti áram meghajtásához szükséges apró extra feszültséget.

Az előremenő vezérlő önmagában illeszti az inverter kimeneti feszültségét a hálózat feszültségéhez. Semmilyen áramnak nem szabad folynia, ha elég jól illeszkedünk. Az előre irányítás tehát a kimenet vezérlés 99% -át végzi.

A rács alacsony ellenállása miatt az FF kimeneti feszültség és a hálózati feszültség közötti különbség nagy áramot eredményezne. Ezért hozzáadtam 1ohmos puffer ellenállást az inverter és a rács között. Ez veszteségeket okoz, de a nagy rendszerben meglehetősen kicsik.

3. lépés: A kimeneti feszültség előállítása PWM használatával

Bár közvetve irányítjuk a kimeneti áramot, ez egy kimeneti feszültség, amelyet bármely pillanatban generálunk. A kimeneti feszültség előállításához PWM (Pulse Width Modulation) módszert használunk. A PWM jeleket mikrokontrollerek könnyen előállíthatják, és H-Bridge segítségével erősíthetők. Ezek egyszerű hullámformák, amelyeket két paraméter jellemez, az F frekvencia és a D ciklus.

Egy PWM hullámforma 2 feszültség között kapcsol át, esetünkben 0v és V tápfeszültség között

• D = 1,0 esetén a PWM hullámforma egyszerűen egyenáramú a tápellátásnál
• D = 0,5 esetén négyzethullámot kapunk, amelynek átlagos feszültsége 0,5 x V tápegység (azaz D x V táp)
• D = 0,1 esetén impulzusos hullámformát kapunk, amelynek periódusátlaga 0,1 x V -ellátás
• D = 0,0 esetén a kimenet sík vonal (DC 0 V -nál)

Az átlagos feszültség a legfontosabb. Az aluláteresztő szűrővel mindent eltávolíthatunk, kivéve a DC átlagos komponenst. Tehát a PWM D üzemi ciklusának változtatásával bármilyen kívánt egyenfeszültséget beállíthatunk. Édes!

H-híd alkalmazása

A H-híd 4 kapcsolóelemből áll. Ezek lehetnek BJT -k, MOSFET -ek vagy IGBT -k. A szinuszhullám első felének (0 - 180 fok) előállításához a B fázist alacsonyra állítjuk a Q3 kikapcsolásával és a Q4 bekapcsolásával (azaz a PWM alkalmazásával D = 0). Ezt követően a PWMing -et az A fázisban hajtjuk végre. A második félévben, ahol a VAB negatív, az A fázist alacsonyra állítjuk, és a PWM -et alkalmazzuk a B fázisra. Ezt bipoláris kapcsolásnak nevezzük.

A H-hídban lévő MOSFET-eket egy kapuhajtónak kell vezérelnie. Ez egy saját téma, de egy egyszerű chip gondoskodik róla. A DRV8301 fejlesztői tábla kényelmesen elhelyezi a H-hidat, a kapu meghajtókat és az aktuális söntöket, így pokolian megkönnyíti ezt a projektet.

4. lépés: Az áram mérése

A H-híd minden lába rendelkezik söntellenállással és differenciálerősítővel. A shuntjaink 0,01 ohm, az erősítőink pedig 40 erősítésre vannak állítva. Ezért az 1 Amp 10 mV -ot fejleszt a söntben, amelyet később 400 mV -ra erősítenek.

A shunterősítők kimeneteit az STM32F407 12 bites ADC -jei olvassák folyamatos átalakítási módban. Az ADC -k úgy vannak beállítva, hogy minden egyes söntről 110KSPS -t vesznek mintát, és a DMA -vezérlő automatikusan beírja az átalakításokat egy 11 szavas körpufferbe RAM -ban. Ha aktuális mérést akarunk, akkor hívunk egy függvényt, amely visszaadja ennek a 11 szavas puffernek a középértékét.

Mivel minden PID iterációt (10KHz -en) aktuális méréseket kérünk, de 11 szavas ADC -puffereinket 110KHz -en töltjük fel, minden PID -iterációhoz teljesen friss adatokat kell kapnunk. A medián szűrő használatának oka az, hogy a PWM váltás tüskéket vezethet be a keverékbe, és a medián szűrők nagyon hatékonyan irtják a hamis ADC mintákat.

Itt fontos megjegyezni: A H-híd melyik lábát használjuk az aktuális mérésekhez? Nos, ez attól függ, hogy melyik lábon vagyunk jelenleg PWMing, és melyiket tartjuk alacsonyan. Az alacsonyan tartott láb az, amelyből áramot szeretnénk mérni, mivel az áram mindig ezen a oldalon áramlik a söntellenálláson. Összehasonlításképpen: a PWMed oldalon, amikor a magas oldali MOSFET be van kapcsolva, és az alacsony oldal ki van kapcsolva, nem folyik áram az alacsony oldali söntön. Tehát az inverter kimeneti polaritása alapján megváltoztatjuk, hogy melyik lábon mérjük az áramot. Ezt jól láthatja a képen, bemutatva az egyik shunterősítő kimenetét egy adott időszakban. Nyilvánvalóan szeretnénk leolvasni a sima bit alatt.

Hogy segítsünk a jelenlegi olvasmányok hibakeresésében. Beállítottam a digitális-analóg átalakítót az STM32F407-en. Megírtam az aktuális leolvasásokat, és beírtam a kimenetet. Ezt láthatja a végső képen, a kék a kimeneti puffer ellenállás feszültsége (azaz a kimeneti áram/1,1 ohm), a piros jel pedig a DAC kimenetünk.

5. lépés: A kimenet szűrése

A kimeneti szűrő a tervezés kulcsfontosságú része. Ezekre a jellemzőkre van szükségünk:

1. Blokkolja az összes nagyfrekvenciás kapcsolást, de adja át az 50 Hz -es jelet
2. Alacsony veszteségek
3. Nem rezonálni!
4. Hogy megbirkózzon az érintett áramokkal és feszültségekkel

Az F frekvenciájú, D üzemi ciklusú PWM jel Fourier -transzformációja 0 - V tápfeszültség között: (D x V táp) + Szinuszhullámok az F alapfrekvencián, majd felharmonikusok

Ez zseniális! Ez azt jelenti, hogy ha a PWM -jelünket aluláteresztő szűrőn keresztül vezetjük, amely blokkolja a PWM -alapot és a fentieket. Maradt az egyenáramú feszültség kifejezés. A működési ciklus megváltoztatásával könnyen előállíthatunk bármilyen kívánt feszültséget 0 - V tápellátás között, a magyarázat szerint.

A fent említett kívánt jellemzők alapján megtervezhetjük a kimeneti szűrőt. A veszteségek elkerülése érdekében minimális ellenállással rendelkező aluláteresztő szűrőre van szükségünk. Ezért csak induktorokat és kondenzátorokat használunk. Ha 1-2 kHz közötti rezonanciafrekvenciát választunk, akkor elkerüljük a rezonanciát, mivel semmilyen jelet nem fecskendezünk a frekvencia közelébe. Íme a szűrőtervünk. A kimenetünket a C1 feszültségének feszültségének vesszük.

Az L1 = L2 = 440uH, C1 = 8.4uF kiválasztásával 1,85KHz rezonanciafrekvenciát számítunk ki. Ezek is reális komponens értékek.

Létfontosságú annak biztosítása, hogy induktivitásunk ne kezdjen telítődni a várt áramoknál. Az általam használt induktorok 3A telítési árammal rendelkeznek. Ez lesz az áramkörünk kimeneti teljesítményének korlátozó tényezője. Fontos figyelembe venni a kondenzátor feszültségértékét is. 450 V -os kerámiát használok, ami ebben az esetben nagyon túlzás!

A bode -diagram (kissé eltérő L/C értékekhez) az LTspice használatával készült. Ez megmutatja nekünk a különböző bemeneti frekvenciák által okozott csillapítást. Világosan látjuk a rezonancia frekvenciát 1,8 KHz -en. Ez azt mutatja, hogy egy 50 Hz -es jel szinte teljesen hamisítatlan, míg azt mondhatom, hogy a 45 KHz -es jel 54 dB -rel gyengül!

Tehát válasszuk a PWM vivőfrekvenciát ~ 45KHz -re. Ha magasabb PWM vivőfrekvenciákat választ, a szűrő frekvenciája magasabbra tehető. Ez jó, mert csökkenti az L és C értékeket. Ez kisebb és olcsóbb alkatrészeket jelent. Hátránya, hogy a magasabb PWM kapcsolási frekvenciák nagyobb veszteségeket okoznak a tranzisztoros kapcsolókban.

6. lépés: A fázis és a frekvencia szinkronizálása

A hálózati fázishoz és frekvenciához való szinkronizálás az, ami a hálózati csatlakozó invertert teszi. A PLL (Phase Locked Loop) digitális megvalósítását használjuk a hálózati jel pontos fáziskövetésének eléréséhez. Ezt a következők szerint tesszük:

1. A hálózati feszültség mintavételezése
2. Saját, 50 Hz -es szinuszos jel előállítása
3. A fázis összehasonlítása a helyi jel és a hálózati jel között
4. A helyi jel frekvenciájának beállítása, amíg a 2 jel közötti fáziskülönbség nulla

1) A hálózati feszültség mintavételezése

Egy harmadik ADC csatornát konfigurálunk a hálózati feszültség leolvasására. Ezt úgy kapjuk meg, hogy a feszültséget elosztjuk a transzformátorcsapot az ábrán látható módon. Ez körülbelül 1,65 V -os skálázott feszültséget biztosít, amely pontosan a hálózati feszültséget jelzi.

2) Helyi 50 Hz -es szinuszos jel előállítása Saját, 50 Hz -es szinuszhullám előállítása egyszerű. 256 szinuszértékből álló keresési táblázatot tárolunk. Szimulált szinuszértékünket könnyen megkaphatjuk egy keresési index használatával, amely fokozatosan forog a táblázaton keresztül.

Az indexet pontosan a megfelelő ütemben kell növelnünk ahhoz, hogy 50 Hz -es jelet kapjunk. Nevezetesen 256 x 50 Hz = 12, 800/s. Ezt timer9 segítségével tesszük, 168 MHz -en. A 168 MHz/12800 = 13125 óra várakozással a megfelelő ütemben lépjük indexünket.

3) A helyi jel és a hálózati jel közötti fázis összehasonlításaEz a hűvös rész! Ha a cos (wt) x sin (wt) szorzatát 1 periódusban integrálja, az eredmény nulla. Ha a fáziskülönbség nem 90 fok, akkor nulla számot kapunk. Matematikailag:

Integrál [Asin (t) x Bsin (t + φ)] = Ccos (φ)

Ez óriási! Lehetővé teszi, hogy összehasonlítsuk a hálózati jelet, sin (ωt) a helyi jelünkkel, sin (⍵t + φ) és kapjunk egy értéket.

Van azonban egy probléma, amelyet meg kell oldani: Ha azt akarjuk, hogy a jeleink fázisban maradjanak, módosítanunk kell a helyi gyakoriságunkat, hogy a Ccos (φ) kifejezés maximális maradjon. Ez nem működik túl jól, és rossz fáziskövetést kapunk. Ennek az az oka, hogy ɑcos (φ) d/dφ értéke 0, amikor φ = 0. Ez azt jelenti, hogy a Ccos (φ) kifejezés nem nagyon fog változni a fázis változásával. Ennek van értelme?

Sokkal jobb lenne fázisban eltolni a mintavételezett hálózati jelet 90 fokkal, hogy cos (ωt + φ) legyen. Akkor nálunk ez van:

Integrál [Asin (t) Bcos (t + φ)] = Csin (φ)

A 90 fokos fáziseltolódás bevezetése egyszerű, csak helyezzük be a hálózati ADC feszültségmintáinkat a puffer egyik végébe, és később vegyenek ki belőle néhány mintát, ami 90 fokos fáziseltolódásnak felel meg. Mivel a hálózati frekvencia alig változik 50 Hz -től, az egyszerű késleltetési technika kiválóan működik.

Most megszorozzuk a 90 fokos fáziseltolásos hálózati jelünket a helyi jelünkkel, és megtartjuk a termék futó integrálját az elmúlt időszakban (azaz az elmúlt 256 értékben).

Az általunk ismert eredmény nulla lesz, ha a 2 jelet pontosan 90 fokban tartják egymástól. Ez fantasztikus, mert visszavonja azt a fáziseltolódást, amelyet éppen a hálózati jelre alkalmaztunk. Csak hogy tisztázzuk, ahelyett, hogy maximalizálnánk az integrált kifejezést, megpróbáljuk nullán tartani, és fáziseltoljuk a hálózati jelünket. A két változás által bevezetett 90 fokos fáziseltolódások kioltják egymást.

Tehát, ha az Integral_Result <0, akkor tudjuk, hogy növelnünk kell a helyi oszcillátor frekvenciánkat, hogy visszaállítsuk a fázisba a hálózattal, és fordítva.

4) A helyi jel frekvenciájának beállítása Ez a bit egyszerű. Egyszerűen módosítjuk a növekmény közötti időszakot az indexünkön keresztül. Korlátozjuk, hogy milyen gyorsan tudjuk korrigálni a fáziskülönbséget, lényegében kiszűrve a hamis átlépéseket. Ezt egy nagyon kicsi I -tagú PI -vezérlővel végezzük.

És ez az. Zároltuk a helyi szinuszos oszcillátorunkat (amely a kimeneti áram alapértékét állítja be), hogy fázisban legyen a hálózati feszültséggel. Bevezettünk egy PLL algoritmust, és úgy működik, mint egy álom!

A helyi oszcillátorunk frekvenciájának növelése csökkenti a hálózati jel fáziseltolódását is. Mivel a frekvencia beállítását +/- 131 kullancsra korlátozzuk (+/- ~ 1%), a fáziseltolódást legfeljebb +/- 1 ° -kal befolyásoljuk. Ez egyáltalán nem számít, amíg a fázisok szinkronizálódnak.

Elméletileg, ha a hálózati frekvencia 0,5 Hz -nél nagyobb mértékben eltérne, elveszítenénk a fáziszárat. Ennek oka a fenti korlátozásunk, hogy mennyire tudjuk beállítani a helyi oszcillátor frekvenciánkat. Ez azonban nem fog megtörténni, hacsak a hálózat nem fog megbukni. A szigetelés elleni védelem ezen a ponton mindenképpen beindul.

Indításkor elvégzünk egy nulla kereszteződést, hogy minden tőlünk telhetőt megtudjunk indítani a jelek fázisától kezdve.

7. lépés: Szigetelésellenes

A Wikipédia félelmetes cikket tartalmaz a szigetelésről és a szigetellenes technikákról. Ez azt is jelenti, hogy az emberek a szükségesnél többet sziszegnek és csapkodnak, amikor erről a témáról van szó. "Ó, nem építhetsz saját rácskötés -invertert, megölsz valakit stb."

Amint azt a wikipédia cikke jobban kifejti, néhány biztonsági óvintézkedést alkalmazunk, amelyek együttesen megfelelő védelmet nyújtanak (véleményem szerint):

1. Alacsony/túlfeszültség
2. Alul/felett gyakoriság

Ezeket a helyzeteket a mintavételezett skálázott hálózati feszültség egyszerű elemzésével észlelhetjük. Ha valami nem sikerül, kapcsolja ki a H-hidat, és várja meg, amíg a dolgok normalizálódnak.